我們制作的這個設備主要由調壓整流電源、鎖相環、死區時間發生器、GDT電路、MOS橋、阻抗變換變壓器、LC槽路以及散熱系統幾大部分組成，見下圖。
我們再來對構成系統的原理圖進行一些分析，如下：
槽路部分：
從上圖可以看出，C1、C2、C3、L1以及T1的次級（左側）共同構成了一個串聯諧振回路，因為變壓器次級存在漏感，回路的走線也存在分布電感，所以實際諧振頻率要比單純用C1-C3容量與L1電感量計算的諧振頻率略低。圖中L1實際上為1uH，我將漏感分布電感等加在里面所以為1.3uH，如圖參數諧振頻率為56.5KHz。
從逆變橋輸出的高頻方波激勵信號從J2-1輸入，通過隔直電容C4及單刀雙擲開關S1后進入T1的初級，然后流經1:100電流互感器后從J2-2回流進逆變橋。在這里，C4單純作為隔直電容，不參與諧振，因此應選擇容量足夠大的無感無極性電容，這里選用CDE無感吸收電容1.7uF 400V五只并聯以降低發熱。
S1的作用為阻抗變換比切換，當開關打到上面觸點時，變壓器的匝比為 35:0.75，折合阻抗變比為2178:1；當開關打到下面觸點時，變壓器匝比為24:0.75，折合阻抗變比為1024:1。為何要設置這個阻抗變比切換，主要基于以下原因。（1）鐵磁性工件的尺寸決定了整個串聯諧振回路的等效電阻，尺寸越大，等效電阻越大。（2）回路空載和帶載時等效電阻差別巨大，如果空載時變比過低，將造成逆變橋瞬間燒毀。
T2是T1初級工作電流的取樣互感器，因為匝比為1:100，且負載電阻為100Ω，所以當電阻上電壓為1V時對應T1初級電流為1A。該互感器應有足夠小的漏感且易于制作，宜采用鐵氧體磁罐制作，如無磁罐也可用磁環代替。在調試電路時，可通過示波器檢測J3兩端電壓的波形形狀和幅度而了解電路的工作狀態，頻率，電流等參數，亦可作為過流保護的取樣點。
J1端子輸出諧振電容兩端的電壓信號，當電路諧振時，電容電壓與T1次級電壓存在90°相位差，將這個信號送入后續的PLL鎖相環，就可以自動調節時激勵頻率始終等于諧振頻率。且相位恒定。（后文詳述）
L1，T1 線圈均采用紫銅管制作，數據見上圖，工作中，線圈發熱嚴重，必須加入水冷措施以保證長時間安全工作。為保證良好的傳輸特性以及防止磁飽和，T1采用兩個 EE85磁芯疊合使用，在繞制線圈時需先用木板做一個比磁芯舌截面稍微大點的模子，在上面繞制好后脫模。如下圖：
PLL鎖相環部分：
上圖為PLL部分，是整個電路的核心。關于CD4046芯片的結構及工作原理等，我不在這里詳述，請自行查閱書籍或網絡。 以U1五端單片開關電源芯片LM2576-adj為核心的斬波穩壓開關電路為整個PLL板提供穩定的，功率強勁的電源。圖中參數可以提供15V2A的穩定電壓。因為采用15V的VDD電源，芯片只能采用CD40xx系列的CMOS器件，74系列的不能在此電壓下工作。
CD4046 鎖相環芯片的內部VCO振蕩信號從4腳輸出，一方面送到U2為核心的死區時間發生器，用以驅動后級電路。另一方面回饋到CD4046的鑒相器輸入B端口3 腳。片內VCO的頻率范圍由R16、R16、W1、C13的值共同決定，如圖參數時，隨著VCO控制電壓0-15V變化，振蕩頻率在20KHz- 80KHz之間變化。
從諧振槽路Vcap接口J1送進來的電壓信號從J4接口輸入PLL板，經過R14，D2，D3構成的鉗位電路后，送入 CD4046的鑒相器輸入A端口14腳。這里要注意的是，Vcap電壓的相位要倒相輸入，才能形成負反饋。D2，D3宜采用低結電容的檢波管或開關管如 1N4148、1N60之類。
C7、C12為CD4046的電源退耦，旁路掉電源中的高頻分量，使其穩定工作。
現在說說工作流程，我們選用的是CD4046內的鑒相器1（XOR異或門）。對于鑒相器1，當兩個輸人端信號Ui、Uo的電平狀態相異時（即一個高電平，一個為低電平），輸出端信號UΨ為高電平；反之，Ui、Uo電平狀態相同時（即兩個均為高，或均為低電平），UΨ輸出為低電平。當Ui、Uo的相位差Δφ在0°-180°范圍內變化時，UΨ的脈沖寬度m亦隨之改變，即占空比亦在改變。從比較器Ⅰ的輸入和輸出信號的波形（如圖4所示）可知，其輸出信號的頻率等于輸入信號頻率的兩倍，并且與兩個輸入信號之間的中心頻率保持90°相移。從圖中還可知，fout不一定是對稱波形。對相位比較器Ⅰ，它要求Ui、Uo的占空比均為50％（即方波），這樣才能使鎖定范圍為最大。如下圖。
由上圖可看出，當14腳與3腳之間的相位差發生變化時，2腳輸出的脈寬也跟著變化，2腳的PWM信號經過U4為核心的有源低通濾波器后得到一個較為平滑的直流電平，將這個直流電平作為VCO的控制電壓，就能形成負反饋，將VCO的輸出信號與14腳的輸入信號鎖定為相同頻率，固定相位差。
關于死區發生器，本電路中，以U2 CD4001四2輸入端與非門和外圍R8，R8，C10，C11共同組成，利用了RC充放電的延遲時間，將實時信號與延遲后的信號做與運算，得到一個合適的死區。死區時間大小由R8，R8，C10，C11共同決定。如圖參數，為1.6uS左右。在實際設計安裝的時候，C10或C11應使用68pF的瓷片電容與5-45pF的可調電容并聯，以方便調整兩組驅動波形的死區對稱性。 下圖清晰地展示了死區的效果。
關于圖騰輸出，從死區時間發生器輸出的電平信號，僅有微弱的驅動能力，我們必須將其輸出功率放大到一定程度才能有效地推動后續的GDT（門極驅動變壓器）部分，Q1-Q8構成了雙極性射極跟隨器，俗稱圖騰柱，將較高的輸入阻抗變換為極低的輸出阻抗，適合驅動功率負載。 R10.R11為上拉電阻，增強CD4001輸出的“1”電平的強度。有人會問設計兩級圖騰是否多余，我開始也這么認為，試驗時單用一級 TIP41，TIP42為圖騰輸出，測試后發現高電平平頂斜降帶載后比較嚴重，分析為此型號晶體管的hFE過低引起，增加前級8050/8550推動后，平頂斜降消失。 GDT門極驅動電路：
上圖為MOSFET的門極驅動電路，采用GDT驅動的好處就是即便驅動級出問題，也不可能出現共態導通激勵電平。留適當的死區時間，這個電路死區大到1.6uS。而且MOSFET開關迅速，沒有IGBT的拖尾，很難炸管。而且MOS的米勒效應小很多。電路處于ZVS狀態，管子2KW下工作基本不發熱，熱擊穿不復存在。
從 PLL板圖騰柱輸出的兩路倒相驅動信號，從GDT板的J1，J4接口輸入，經過C1-C4隔直后送入脈沖隔離變壓器T1-T4。R5，R6的存在，降低了隔直電容與變壓器初級的振蕩Q值，起到減少過沖和振鈴的作用。從脈沖變壓器輸出的±15V的浮地脈沖，通過R1-R4限流緩沖（延長對Cgs的充電時間，減緩開通斜率）后，齊納二極管ZD1-ZD8對脈沖進行雙向鉗位，最后經由J2，J3，J5，J6端子輸出到四個MOS管的GS極。這里因為關斷期間為 -15V電壓，即便有少量的電平抖動也不會使MOS管異常開通，造成共態導通。注意，J2，J3用以驅動一個對角的MOS管，J5，J6用于驅動另一個對角的mos管。 為了有效利用之前PLL板圖騰輸出的功率以及減小驅動板高度，這里采用4只脈沖變壓器分別對4支管子進行驅動。脈沖變壓器T1- T4均采用EE19磁芯，不開氣隙，初級次級均用0.33mm漆包線繞制30T，為提高繞組間耐壓起見，并未采用雙線并繞。而是先繞初級，用耐高溫膠帶3 層絕緣后再繞次級，采用密繞方式，注意圖中+，-號表示的同名端。C1-C4均采用CBB無極性電容。其余按電路參數。 電源部分：
上圖為母線電源部分，市電電壓經過自耦調壓器后從J2輸入，經過B1全波整流后送入C1-C4進行濾波。為了在MOS橋開關期間，保持母線電壓恒定（恒壓源），故沒有加入濾波電感。C1，C2為ＭＫＰ電容，主要作用為全橋鉗位過程期間的逆向突波吸收。整流濾波后的脈動直流從 J1輸出。 全橋部分：
上圖為MOSFET橋電路，結構比較簡單，不再贅述。強調一下，各個MOS管的GS極到GDT板之間的引線，盡可能一樣長，但應小于10cm。必須采用雙絞線。MOS管的選取應遵循以下要求：開關時間小于100nS、耐壓高于500V、內部自帶阻尼二極管、電流大于 20A、耗散功率大于150W。
槽路部分的阻抗變換變壓器次級以及感應線圈部分，在滿功率輸出時，流經的電流達到500A之巨，如果沒有強有力的冷卻措施，將在短時間內過熱燒毀。
該系統宜采用水冷措施，利用銅管本身作為水流通路。泵采用隔膜泵，一是能自吸，二是壓力高。電路采用的是國產普蘭迪隔膜泵，輸出壓力達到0.6MPa，輕松在3mm內徑的銅管中實現大流量水冷。
按下圖組裝，注意GDT部分，輸出端口的1腳接G，2腳接S，雙絞線長度小于10cm。
該電路的調試比較簡單，主要分以下幾個步驟進行。
1、PLL板整體功能檢測。電路組裝好后，先斷開高壓電源，將PLL板JP1跳線的2，3腳短路，使VCO輸出固定頻率的方波。然后用示波器分別檢測四個MOS管的GS電壓，看是否滿足相位和幅度要求。對角的波形同相，同一臂的波形反相。幅度為±15V。如果此步驟無問題，進行下一步。如果波形相位異常，檢測雙絞線連接是否有誤。
2、死區時間對稱性調整。用示波器監測同一臂的兩個MOS的GS電壓，調節PLL板C10或C11并聯的可調電容，使兩個MOS的GS電壓的高電平寬度基本一致即可。死區時間差異過大的話，容易造成在振蕩的前幾個周期內，就造成磁芯的累計偏磁而發生飽和炸管，隔直電容能減輕這一情況。
3、VCO中心頻率調整。PLL環路中，VCO的中心頻率在諧振頻率附近時，能獲得最大的跟蹤捕捉范圍，因此有必要進行一個調整。槽路部分S1切換到上方觸點，PLL板JP1跳線的2，3腳短路，使VCO控制電壓處于0.5VCC，W2置于中點。通過自耦調壓器將高壓輸入調節在30VAC。用萬用表交流電流檔監測高壓輸入電流，同時用示波器監測槽路部分J3接口電壓，緩慢調節PLL板的W1，使J3電壓為標準正弦波。此時，電流表的示數也為最大值。這時諧振頻率與VCO中心頻率基本相等。 諧振時的波形如下圖，電流波形標準正弦波，與驅動波形滯后200nS左右。
4、PLL鎖定調整。將PLL板JP1跳線的1，2腳短路，使VCO的電壓控制權轉交給鑒相濾波網絡。保持高壓輸入為30VAC，用示波器監測槽路部分J3接口電壓波形形狀和頻率。此時用改錐在±一圈范圍內調整W1，若示波器波形頻率保持不變，形狀仍然為良好的正弦波。則表示電路已近穩定入鎖，如果無法鎖定，交換槽路部分J1的接線再重復上述步驟。當看到電路鎖定后，在加熱線圈中放入螺絲刀桿，這時因為有較大的等效負載阻抗，波形幅度下降，但仍然保持良好的正弦波。如果此時失鎖，可微調W1保持鎖定。
5、電流滯后角調整。電路鎖定后，用示波器同時監測槽路部分J3接口電壓以及PLL板GDT2或GDT1接口電壓，緩慢調節W2，使電流波形（正弦波）稍微落后于驅動電壓波形，此時全橋負載呈弱感性，并進入ZVS狀態。
6、工件加熱測試，上述步驟均成功后，即可開始加熱工件。先放入工件，用萬用表電流檔監測高壓電流。緩慢提升自耦調壓器輸出電壓，可以看到工件開始發熱，應保證 220VAC高壓下，電流小于15A。這時功率達到2500W。當加熱體積較大的工件時，因為等效阻抗大，須將槽路部分S1切換至下方觸點。 至此，整個感應加熱電路調試完畢。開始感受高溫體驗吧。
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